為了檢測(cè)高DC電流,設(shè)計(jì)人員通常用并聯(lián)電阻器或霍爾基電流感測(cè)器。但是,并聯(lián)電阻器肥I2R損耗影響并且需要在插入的地方開(kāi)路。而霍爾基電流感測(cè)器成本高。然而,飽和電抗器基（或磁放大器基）電流感測(cè)器可以克服上述限制。因此,對(duì)于不可能開(kāi)路的應(yīng)用,這是一種有吸引力的低成本、高效DC電流監(jiān)控方案。如圖1所示,電路的關(guān)鍵元件是單向飽和電抗器：當(dāng)DC電流（1DC）流經(jīng)其控制線圈,在磁心中心引線上的NDC=1時(shí),所產(chǎn)生的磁通在外引線中分為兩
為了檢測(cè)高DC
電流,設(shè)計(jì)人員通常用并聯(lián)
電阻器或霍爾基電流感測(cè)器。但是,并聯(lián)電阻器肥I2R損耗影響并且需要在插入的地方開(kāi)路。而霍爾基電流感測(cè)器成本高。然而,飽和電抗器基（或磁放大器基）電流感測(cè)器可以克服上述限制。因此,對(duì)于不可能開(kāi)路的應(yīng)用,這是一種有吸引力的低成本、高效DC電流監(jiān)控方案。
如圖1所示,電路的關(guān)鍵元件是單向飽和電抗器：當(dāng)DC電流（1DC）流經(jīng)其控制線圈,在磁心中心引線上的
NDC=1時(shí),所產(chǎn)生的磁通在外引線中分為兩個(gè)相同的磁通。因此,兩個(gè)外引線以相同的大小被磁化。次級(jí)繞組稱之為“AC負(fù)載繞組”（NAC=2×30圈）,它也分成兩個(gè)相同的串聯(lián)連接半繞組,放置在兩上外引線上。
用這樣的配置,使“AC負(fù)載繞組”的自
電感范圍從最大值（當(dāng)
IDC=0時(shí)）到最小值（當(dāng)IDC變抽換磁路中飽和區(qū)域的工作點(diǎn)時(shí)）。因此,飽和電抗器或磁放大器相當(dāng)于1個(gè)DC電流一自電感轉(zhuǎn)換器。
兩個(gè)AC負(fù)載繞組串聯(lián)連接,所以,磁通是在磁芯的圈線的同主向和在中心引線的相反方向流。因此,這兩個(gè)磁通量在中心引線中抵消。抑制反向
變壓器作用。所以飽和電抗器是單向的。
假定對(duì)于典型鐵氧體材料,達(dá)到飽和（HMAX）所需的磁動(dòng)力是
200A/m,則可以確定E磁芯的大小。若最大所感測(cè)的DC電流是IDCMAX,根據(jù)AMPERE定理可得到磁芯有效長(zhǎng)度：
Le=（nDC×IDCMAX）/HMAX
我們的目的是檢測(cè)1_10
ADC電流。對(duì)于IDCMAX=10A,從方程（1）可得Le=50mm。
“飽和電抗器”只實(shí)現(xiàn)DC電流到自電感轉(zhuǎn)換,其他數(shù)字處理需要數(shù)字變換所希望的DC電流。用兩步處理做此工作：
1、 自電感變量變換為頻率偏移。
2、 用數(shù)字相位/頻率比較器時(shí)頻率偏移和參考頻率進(jìn)行比較產(chǎn)生所希望的數(shù)字形式的“過(guò)流”信息。
為了實(shí)現(xiàn)第1步處理,飽和電抗器的AC負(fù)載繞組構(gòu)成Colpitts振蕩器的自電感。在圖1中,Colpitts振蕩器是由1個(gè)非緩沖
CMOS反向器（IC11）和有關(guān)振蕩回路
12個(gè)
22nF反饋
電容器,AC負(fù)載繞組線圈）組成。用這種配置,輸出頻率由下式給出：
f=
對(duì)于0~10ADC電流,AC負(fù)載繞組的自電感變化為2.3~0.75mH,所產(chǎn)生的振蕩頻率范圍為
31~55KHz。
為了實(shí)現(xiàn)處理的第2步,用CMOS PLL（IC2）數(shù)字相位/頻率比較器對(duì)Colpitts振蕩器頻率與參考頻率進(jìn)行比較。參考頻率是由CD4046B的內(nèi)部
VCO產(chǎn)生的。用電位器T（4.7KΩ）可以調(diào)節(jié)參考頻率在31和56KHz之間。根據(jù)調(diào)節(jié)器設(shè)置,當(dāng)所監(jiān)控的DC電流（IDC）超過(guò)限制1~10A時(shí),數(shù)字相位/頻率比較器輸出（過(guò)流輸出）變高態(tài)。
